Di seguito si riportano i formati dei dispositivi, i problemi d'implementazione e le tecniche di compensazione adottate.

Nella tabella sottostante si illustrano i tipi di contenitori per gli integrati delle varie famiglie usate per il confronto.

Le cifre del modello indicano il tipo e la quantità di porte contenute nel'integrato. La sigla 00 significa Quad 2-input NOR, la 02 invece Quad 2-input NAND e la 04 indica Hex Inverters.

Nella tabella seguente si riassumono le dimensioni tipiche dei contenitori.

Tutti i contenitori hanno 14 pin.

I contenitori DIL sono stati alloggiati direttamente in zoccoli a tulipano in ottone stagnato.

I formati SOIC e TSSOP sono SMD (Surface Mount Devices o SMT, Surface Mount Technology) e quindi devono essere interfacciati per poterli inserire sulla basetta sperimentale: i zoccoli a tulipano ben si adattano a questo scopo¹. Come consigliato da ogni casa costruttrice, ciascun dispositivo (ATL compresa) è stato bypassato con un condensatore ceramico di 0.1m F, posto a ridosso del punto in cui il circuito si connette all'alimentazione.

Come è stato accennato, per prelevare i segnali dinamici al fine di misurare i tempi di propagazione del dispositivo si è fatto uso di due spezzoni di cavo coassiale RG 58 A/U - MIL -17/028.

Stesso tipo di cavo è stato usato per il collegamento con l'alimentatore.

In quest'ultimo caso, il cavo coassiale permette di rendere minima l'area della spira costituita dalla linea di andata e quella di ritorno. Inoltre si è potuta rendere diretta la connessione alla basetta, contrariamente ai spinotti a mazzo che necessitano di prese volanti, le quali sono da evitare viste le enormi induttanze ad esse associate.

Si è cercato di limitare il ground bounce e l'eccitazione dei circuiti risonanti parassiti, distribuendo l'alimentazione e la massa in vari punti del circuito². In particolare sulla basetta si sono separati i collegamenti a massa dell'ingresso e dell'uscita del DUT, riunendoli all'ingresso dell'alimentatore. Ripartendo il carico induttivo e quindi l'accoppiamento fra le maglie d'ingresso e d'uscita, la massa dell'ingresso vede solo una piccola percentuale del rumore (rimbalzo) della massa d'uscita e viceversa.

Nello schema di montaggio in figura sono indicate le induttanze parassite di maggiore valore (Lgg, Lin e Lout). Se la massa del circuito fosse stata collegata solo a quella d'uscita o d'ingresso, si sarebbe aumentata l'induttanza nell'altro ramo, lasciando la massa relativa fluttuante in balia del proprio rumore. Ciò avrebbe variato enormemente la soglia dinamica di commutazione in un caso o indotto la comparsa di ringing di risonanza sul segnale d'uscita nell'altro. L'alimentazione ha solo il problema della risonanza: il doppio collegamento l'attenua.

Si è avuta conferma sperimentale dell'efficacia di questo schema di collegamento: gli overshoot di risonanza si sono ridotti notevolmente, soprattutto nel pilotaggio di elevati carichi capacitivi (47pF - 100 pF).

Purtroppo gli integrati a disposizione avevano un solo piedino per la massa e quindi non è stato possibile ripartire il carico induttivo come invece è stato possibile fare con i prototipi della ATL. Sono visibili infatti dei modesti ringing sulle risposte dinamiche della LVX in interferenza con l'onda riflessa dal DSO, al contrario di quelle della ATL molto più pulite (vedi immagini). Abbiamo comunque attuato lo stesso doppio collegamento per la massa e per l'alimentazione anche alla LVX. Le tre figure seguenti mostrano il cambiamento nella forma d'onda di uscita ad opera delle connessioni anzidette. Il dispositivo è un invertitore LVX con 82 pF di carico, a 5 MHz.

Sperimentalmente si rilevò un insolito accoppiamento tra i cavi coassiali usati per il prelievo dei segnali. In pratica se si aumentava l'area geometrica compresa fra i cavi distanziandoli, si esaltavano dei ringing sulle forma d'onda e si rallentavano i fronti di transizione. Ponendo i cavi affiancati l'uno all'altro, i ringing divenivano difficilmente distinguibili e i tempi di salita e discesa diminuivano. Stesso effetto si aveva sostituendo i cavi con delle sonde passive. Tutto faceva pensare ad un circuito risonante parassita la cui spira però doveva essere costituita in gran parte da cavi coassiali! L'origine di questo inconveniente divenne chiara quando collegando i due cavi-sonda a due oscilloscopi diversi, l'effetto svanì.

Infatti le masse d'ingresso e d'uscita, separate sul DUT, si riunivano (oltre all'ingresso dell'alimentatore) anche attraverso le calze esterne dei cavi coassiali grazie al collegamento interno delle masse dei due canali del DSO. Ciò equivaleva a porre tra le due maglie d'ingresso e d'uscita, in corrispondenza delle prese di massa, un induttore di notevole entità vista la lunghezza dei due cavi. Le resistenze di contatto e le induttanze parassite delle due prese completavano poi il quadro.

Per ridurre l'effetto di tale circuito risonante senza rinunciare alla separazione delle masse sul DUT, si sono legati tra loro i cavi coassiali di prelievo e quelli di trasporto del segnale in modo che l'area della spira risultasse minima. Ciò ha ridotto sensibilmente le ampiezze delle risonanze e abbassato i tempi di propagazione. La figura sottostante illustra lo schema adottato.

Per la misura della risposta dinamica dei dispositivi, talune volte le case costruttrici forniscono lo schema dello standard EIA/JEDEC No. 64 il quale a sua volta non è preciso. Infatti in esso compare una resistenza di carico da 500 W posta a ridosso ed in parallelo al canale dell'oscilloscopio; ciò disadatterebbe la linea, creando riflessioni che falserebbero tutte le misure.

In realtà la resistenza di 500 W è la composizione di due resistenze: una da 450 W posta in serie a ridosso dell'uscita del DUT (Device Under Test) e l'altra, dopo il cavo coassiale avente Zo = 50 W , da 50 W posta in parallelo all'ingresso dell'oscilloscopio. Si riducono notevolmente le riflessioni e si produce un rapporto di attenuazione 10:1, compensabile facilmente dall'oscilloscopio. Tutto bene salvo il fatto che 450 W non è una misura standard di mercato ed è quindi introvabile (anche tra quelle con tolleranza ± 0.1% che sono molto costose).

Si è cercato di seguire lo standard usando un resistore da 453 W ± 0.1% e collocando un connettore BNC a "T" all'ingresso dell'oscilloscopio: alle due prese del connettore abbiamo poi fissato il cavo-sonda da una parte ed una terminazione BNC da 50.3 W dall'altra, la quale è finita in parallelo all'ingresso dello strumento, adattandolo parzialmente (vedi figura seguente).

Infatti l'impedenza d'ingresso del DSO consta di una parte resistiva (nominalmente 1 MW ) in parallelo con una capacitiva (25 pF nominali, @ 27 pF misurati). Porre una terminazione da 50 W in parallelo all'ingresso significa adattare il carico resistivo ma non quello capacitivo. Pertanto si produce un'onda riflessa negativa quando la transizione del segnale incidente è L Þ H, positiva se è H Þ L, la cui estensione temporale è pari a circa il tempo di transizione del segnale per passare da 0 al 100% dello swing (prendendo in considerazione anche le parti significative dei tratti esponenziali).

Ciò comporta un'analisi approfondita degli effetti dell'onda riflessa sulla commutazione al fine di eliminare spiacevoli errori di misurazione. Purtroppo l'argomento non si presta ad una facile esposizione e quindi ci aiuteremo con delle figure.

Il problema è quello della comparsa dell'onda riflessa dall'oscilloscopio all'ingresso del dispositivo mentre il segnale di input transita per la soglia di commutazione dello stesso. In figura è mostrato lo schema di montaggio insieme a dei circuiti equivalenti d'ingresso.

Scopo dell'analisi è la determinazione della lunghezza dei cavi coassiali A e B di prelievo dei segnali al fine di ottenere misure affidabili dei tempi di propagazione. Poiché le velocità di transizione dei segnali di ingresso (dal WG) e di uscita sono diverse, sono diverse anche le onde riflesse nei due canali di prelievo sia in intensità che in durata. Inoltre, come si nota nello schema, l'onda riflessa dal DSO sul canale 1 transita all'ingresso del dispositivo per andare a morire sul generatore di funzioni. In uscita (canale 2) invece il resistore di 453 W e l'impedenza d'uscita propria del dispositivo riflettono indietro l'onda riflessa; se supponiamo l'impedenza d'uscita del DUT puramente resistiva e pari a @ 40 W (valore medio), si ha una nuova onda riflessa dello stesso segno ma con ampiezza pari a circa 0.8 di quella incidente.

Se l'onda riflessa del CH1 transita all'ingresso del DUT mentre il segnale d'ingresso si accinge ad attraversare la tensione di soglia V_TH, il dispositivo commuterà in ritardo a causa dell'improvvisa riduzione di tensione dovuta al contributo negativo dell'onda (vedi figura seguente).

In figura è mostrato l'effetto (esaltato) su un dispositivo invertente ideale avente tempo di propagazione nullo, nel momento della transizione L Þ H dell'ingresso. Il DSO rileva le curve B e D e quindi misura un ritardo di propagazione non nullo pari a Dt = Dtg - Dtr.

E' come se i segnali elettrici percorressero più velocemente il canale CH1 che il canale CH2, pur avendo entrambi i canali la stessa lunghezza. Per valori opportuni di alcuni parametri, l'intervallo Dtr può ridursi a zero, dando l'illusione di un tempo di percorrenza sul cavo coassiale nullo. Si riporta una simulazione SPICE che mostra l'effetto ritardante dell'onda riflessa per un dispositivo invertente ideale.

La soluzione a questo subdolo inconveniente è quella di far comparire l'onda riflessa solo dopo la transizione dell'ingresso per la tensione di soglia. I tempi t_RISE e t_FALL del segnale di ingresso sono fissati dal generatore di funzioni e dal carico e valgono all'incirca 18 ns. Ipotizzando una V_TH pari al 50% dello swing, allora occorrono almeno 12 ns (11.25 ns da un calcolo semplificato) al segnale di ingresso per raggiungerla. L'onda può presentarsi all'igresso del DUT solo dopo tale tempo.

Dall'analisi dei tempi di percorrenza dei cavi coassiali a nostra disposizione, si è dedotta una velocità di circa 0.7 c (5 ns/m); pertanto la lunghezza L dei cavi dev'essere tale da essere percorsa in almeno 12 / 2 = 6 ns. Ciò comporta un valore per L almeno pari a 6 / 5 =1.2 m: prendiamo L=1.5 m. Poiché i fronti del segnale di uscita dal DUT sono molto più ripidi (t_RISE e t_FALL dai 3 ai 5 ns), l'onda riflessa sul CH2, più intensa di quella del CH1, sarà ben visibile su i livelli e non sui fronti; scegliendo una frequenza del segnale d'ingresso non elevata, si fa in modo che le riflessioni multiple si estinguano prima dell'arrivo del fronte successivo.

Essendo il loro periodo pari a 15 ns e ritenendo 4 riflessioni sui 453 W sufficienti a ridurre notevolmente l'ampiezza dell'onda (0.8⁴ = 0.4 contando solo il guadagno totale nella riflessione sul dispositivo), si ha (4 *15 ns +18ns*1 / 0.8) *2 = 165 ns ossia una frequenza consigliata al di sotto dei 6.1 MHz. Si sono scelti prudentemente 5 MHz, che si sono rivelati più che sufficienti per bassi carichi capacitivi (vedi immagini) ma non per quelli elevati.

Riassumendo, per prelevare i segnali dinamici al fine di misurare i tempi di propagazione del dispositivo si è fatto uso di due spezzoni di cavo coassiale lunghi 1.5 m (serie RG 58 A/U - MIL -17/028 50 W ) e si è adottata una frequenza di 5 MHz.

Si è potuto rilevare sperimentalmente questo effetto ritardante sfruttando la memoria interna del DSO. Si sono usati due cavi coassiali da 50 cm e si è triggerato il DSO con un segnale esterno; si sono poi effettuate due misure, mostrando solo il segnale del canale 2; la prima collegando il cavo A del segnale di ingresso (vedi figura seguente, Disposizione 1), tramite la presa a T BNC comprensiva della terminazione da 50 W, alla boccola del canale CH1 del DSO e memorizzando il segnale rilevato sul canale CH2.

L'altra misura è stata compiuta scollegando la presa a T dalla boccola del canale CH1, sempre lasciando attaccata la terminazione (Disposizione 2). Si sono quindi confrontate la forma d'onda precedente con quella attuale ricevuta dal canale CH2.

Nel primo caso l'onda riflessa è presente mentre nel secondo no per via della terminazione. Si è potuto così rilevare un slittamento temporale tra i due segnali, confermando l'effetto ritardante dell'onda riflessa. Le due immagini seguenti mostrano gli ingrandimenti dei due fronti dei segnali confrontati. Il DUT usato nelle misure è una NOT ATL.

Come controprova abbiamo ripetuto le stesse misure ma questa volta con i cavi da 1.5 m, come indicato dai calcoli. La figura seguente è la conferma delle nostre deduzioni: nessun ritardo. Le due forme d'onda si sovrappongono perfettamente.

Concludiamo mostrando l'immagine che documenta lo skew di 400 ps fra i canali del DSO: il segnale sul canale 1 è costantemente anticipato rispetto al canale 2 di 400 ps. Usando lo stesso cavo e con trigger esterno, abbiamo prelevato lo stesso segnale prima col canale 1, memorizzandolo, poi col canale 2 e confrontando le forme d'onda. Lo stesso risultato è stato ottenuto con l'altro cavo, a conforto della sostanziale uguaglianza fra i cavi-sonda dei due canali. Nella figura è evidente la mancata compensazione 10:1 del canale 1: occorre moltiplicare tutti i valori delle tensioni riferite alla traccia 1 per 10. E' una dimenticanza di cui si chiede venia.

Pertanto a tutte le misure di ritardo riportate dal DSO occorre sottrarre 400 ps. La figura seguente mostra un'altra misura simile usando entrambi i cavi (sostanzialmente identici), che mette in evidenza le transizioni al 50% dello swing su entrambi i fronti.